2010.01.13 09:18

John Linsley Hood 의 Simple Class A Amplifier 번역(JLH AMP)


(아직 완성본이 아니며 임시로 오픈 시켜 몇분에게 피드백을 받기 위한 내용입니다.)
(현재 그럭저럭 보아줄 만한  수준으로 진행중입니다.)
(제작기록과 다른 자료들을 준비하고 있습니다.  jlh는 단순한 주제가 아니랍니다.)
(현재 버전 0 .1 정도 되는 수준입니다. 1.13 )

Simple Class A Amplifier

간단한 클래스 A 앰프

클래스 B보다 주관적으로 좋은 소리를 내는 10와트 디자인

A 10-W Design giving subjectively better results than class B transistor amplifiers

by J. L. Linsley Hood, M.I.E.E.

-역자주-

2010년 오디오 아마추어 안윤호가 번역하고 주석을 달았다. 

번역의 이유는 중요하기 때문이고 사람들이 이 앰프를 만들고 생각하는 일이 중요하다고 생각하기 때문이다. 40년이 넘은 회로지만 이 앰프의 음질은 전설적이어서 아직도 많은 사람들이 만들어보거나 들어보려고 한다. 우리나라에서는 그다지 많이 만들어지지 않았다. 비슷한 디자인의 헤드폰 앰프는 HAS 등의 사이트에서 만들어진 것으로 안다.
그러나 소리를 좋아하는 사람들 , 특히 DIY 성향이 강한 사람들이 이 앰프를 들을 이유는 많다.  

나는 틈나는 대로 이 앰프와 몇 개의 중요한 앰프를 취미의 영역으로 이끌어내어 사람들과 함께 즐겨보고자 한다. PCB도 만들 예정이고 몇 개의 제작사례도 도출할 예정이다. 그리고 JLH만이 아니라 다른 앰프들도 만들고 생각하던 것들을 공유할 예정이다. 히라가도 있고 패스의 알레프나 젠도 있으며 여러가지 다른 장난감들도 있다. 일부는 신비를 떠나 진지한 토이로 돌아올 것이다. 

실제로 나는  2-3년동안 나름대로 많은  앰프를 만들어서 들었으며 어떤 부분은 넬슨 패스(Nelson Pass)와 상의한적도 있다. 친절한 답변에 감사한다.  

아무튼 이제 그 나름대로 아는 것을 공유해야 할 때다. 

첫번째 글은 JLH 에 대한 것이며 몇개 더 있다.  맨처음 글은 번역물로 시작해야 할 것 같다. 

이 글은 1969년 와이어리스월드라는 영국 잡지에 실렸는데 린즐리후드는 유명해졌고 앰프회로를 만들때 항상 약방의 감초처럼 등장하는 구성으로 실려있다. 앞서 말한 넬슨 패스 역시 자신의 버전 PLH (Pass Linsley Hod)를 만들었는데 이때는 2005년이다. 패스는 이 앰프의 소리를 10와트에 만족하기만 한다면 지금도 최고수준이라고 극찬했다.  1969년 이후 몇 개의 변형이 만들어 졌는데 기본적인 회로는 변하지 않았고 소리의 특성도 마찬가지로 모두 JLH 특유의 소리를 갖고 있다. 

당시는 진공관에서 트랜지스터 앰프로 이동하는 시기로 앰프들의 출력은 매우 컸으며 복잡한 회로들이 마구 등장하던 시절이었다.  

이글에 실린 내용은 맥빠질만큼 당연한 내용도 있고 오래된 시절의 지식도 있다. 그러나 어떤 위대한 앰프의 원문이란느 점에서 중요하게 생각한다. 1970년 당시 일본 앰프회로만 주로 공부하던 시절 이런 몇가지 결정적인 회로들을 우리가 열심히 연구했다면 하는 생각이 들기도 한다. 여기에 쓰인 트랜지스터와 비슷한 규격의 2n3055는 그 당시에도 저렴한 트랜지스터에 속했다. 

개인적으로는 앞으로도 사람들이 결정적인 앰프의 소리를 즐기는 것을 권장할 것이고 필요하면 질문도 받고 PCB 같은 것도 공개할 것이다. 좋아할 사람들은 정해져 있겠고 아주 오랜 세월동안 꾸준히 진행할 중요한 게임이다. 

이번의 글은 그 첫발이다. 꾸준히 지치지 않고 진행할 수 밖에 없겠다. 

린즐리후드의 글은 다음과 같이 시작한다:
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몇 년동안 가정용 오디오 앰프에 대한 뛰어난 설계들이 발표되었다. 그러나 이들중 일부는 부품의 변경으로 인한 수급문제등으로 폐기되었다. 그리고 다른 것들 중에는 일상적인 거실에 사용하기에는 과한 출력을 내는 것들도 있었다. 또한 대부분의 설계들이 복잡하게 되는 경향이 있었다. 

During the past few years a number of excellent designs have been published for domestic audio amplifiers. However, some of these designs are now rendered obsolescent by changes in the availability of components, and others intended to provide levels of power output which are in excess of the requirements of a normal living room. Also, most designs have tended to be rather complex.

이런 상황에서  적절한 출력과 비난의 대상이 되지 않을 정도의 성능을 내는 아주 단순한 디자인은 가치가 있을 것 같다. 그리고 이 연구의 결과가 현재의 디자인이다. 

In the circumstances it seemed worth while to consider just how simple a design could be made which would give adequate output power together with a standard of performance which was beyond reproach, and this study has resulted in the present design.

출력과 왜율
Output power and distortion

Mullard "5-10" valve amplifier (진공관 앰프)가 아주 흔하다는 것을 생각하면 10와트의 출력은 일상적인 용도에는 충분하게 보인다.  그리고 이들이 스테레오로 사용되고 적절히 효율적인 스피커에 물리면  음향출력은 상당히 클 것이다.
(요즘도 이렇게 생각하는 사람들은 적을 것이나 10와트의 출력이 결코 작지는 않다. 역자주)

In view of the enormous popularity of the Mullard "5-10" valve amplifier, it appeared that a 10-watt output would be adequate for normal use; indeed when two such amplifiers are used as a stereo pair, the total sound output at full power can be quite astonishing using reasonably sensitive speakers.


1947 과 1949에 걸쳐 Wireless World 잡지에 D. T. Williamson 이 제시한 왜율의 기준은  최고출력에서 0.1 % 이하의 값으로 고음질의 오디오 앰프의 목표처럼 되었다.  진공관 앰프와 마찬가지로 트랜지스터 앰프도 트랜스포머를 사용하여 적당한 성능을 얻는 일은 어려운 것이었으나 요즘 트랜지스터 회로는 트랜스포머를 사용하지 않아도 되기 때문에 30hz-20khz 대역에서 최고 출력으로도 0.05% 정도의 왜율이라는 기준을 달성할 수 있을 것으로 보이며 이 구간의 주파수 출력은 균일하다는 것을 의미한다. 


The original harmonic distortion standards for audio were laid down by D. T. Williamson in a series of articles published in Wireless World in 1947 and 1949; and the standard, proposed by him, for less than 0.1% total harmonic distortion at full rated power output, has been generally accepted as the target figure for high-quality audio power amplifiers. Since the main problem in the design of valve audio amplifiers lies in the difficulty in obtaining adequate performance from the output transformer, and since modern transistor circuit techniques allow the design of power amplifiers without output transformers, it seemed feasible to aim at a somewhat higher standard, 0.05% total harmonic distortion at full output power over the range 30Hz-20kHz. This also implies that the output power will be constant over this frequency range.

회로의 설계
Circuit design

윌리엄슨 앰프의 기준에 근접하는 트랜스 없는 디자인의 앰프는 1961년 Tobey and Dinsdale 이 와이어리스 월드에 발표한 디자인다. 이것은 클래스 B 출력단으로 트랜지스터를 의사상보(quasi-complementary) 대칭으로 만들어 놓은 것이다. 그 다음의 고음질 트랜지스터 파워 앰프는 이 기사에 정리한 설계원리를 따르는 경향이 있었다. 

The first amplifier circuit of which the author is aware in which a transformerless transistor design was used to give a standard of performance approaching that of the "Williamson" amplifier, was that published in Wireless World in 1961 by Tobey and Dinsdale. This employed a class B output stage, with a series connected transistors in quasi-complementary symmetry. Subsequent high-quality transistor power amplifiers have largely tended to follow the design principles outlined in this article.

이런 종류 앰프의 큰 장점은 정적인 상태의 전력소모가 아주 낮으며 전반적인 전력변환 효율이 높단느 것이다. 불행히도 태생적인 단점이 있는데 그것은 푸시풀 쌍의 반응이 각기 다르다는 점이다.  또한 Ic/Vb 특성에 따른 크로스오버 왜곡이 존재한다는 점도 있다.  특히 Bailey 같은 사람들이 이런 점들을 시정하기 위해 많은 일을 했다.

The major advantage of amplifiers of this type is that the normal static power dissipation is very low, and the overall power-conversion efficiency is high. Unfortunately there are also some inherent disadvantages due to the intrinsic dissimilarity in the response of the two halves of the push pull pair (if complementary transistors are used in asymmetrical circuit arrangement) together with some cross-over distortion due to the I c /V b characteristics. Much has been done, particularly by Bailey, to minimise the latter.


클래스 B 출력단의 다른 특징은 출력신호가 증가하면 트랜지스터의 전류요구량이 증가하여 설계가 잘 되지 않으면 출력전압이 저하하거나 파워서플라이의 평활이 떨어지게 된다. 또한 출력이 증가함과 동시에 전류가 증가하여 트랜지스터에 대한 일시적인 증가는 열폭주(thermal runaway)로 이어지게 된다. 특히 적절한 보호회로가 없으면 eactive load에서 이런 일이 흔하다. (이 당시는 요즘 secondary break down 이라는 현상을 잘 이해하지 못할 때였다.) 이런 요구사항들이 회로의 구성을 복잡하게 만들고 잘 설계된 클래스 B 앰프들을 더 이상 저렴하거나 간단하게 구성되지 못하게 한다. 

An additional characteristic of the class B output stage is that the current demand of the output transistors increases with the output signal, and this may reduce the output voltage and worsen the smoothing of the power supply, unless this is well designed. Also, because of the increase in current drive with output power, it is possible for a transient overload to drive the output transistors into a condition of thermal runaway, particularly with reactive loads, unless suitable protective circuitry is employed. These requirements have combined to increase the complexity of the circuit arrangement, and a well designed low- distortion class B power amplifier is no longer a simple or inexpensive thing to construct.

*  The thermal runaway referred to is now known to be secondary breakdown, where the transistor suffers from a localised heating on the silicon die. This effect is very rapid, and can lead to almost instantaneous destruction of a transistor. This is one reason that MOSFETs are preferred by many amplifiers designers (the editor is not one of these!).

좋은 성능과 간단한 구성을 갖는 파워앰프에 대한 다른 접근법은 클래스 A 구성으로 출력 트랜지스터를 사용하는 것이다. 이 접근법은 의사 상보형(quasi- complementary) 의 회로의 문제와 트랜지스터의 열폭주 그리고 크로스오버 왜곡과 신호의 크기에 따른 전력 요구량의 문제를 해결한다. 그러나 클래스 B보다 효율이 떨어지며 출력 트랜지스터들은 커다란 방열판에 붙여야 한다.

An alternative approach to the design of a transistor power amplifier combining good performance with simple construction is to use the output transistors in a class A configuration. This avoids the problems of asymmetry in quasi- complementary circuitry, thermal runaway on transient overload, crossover distortion and signal-dependent variations in power supply current demand. It is, however less efficient than a class B circuit, and the output transistors must be mounted on large heat sinks.

기본적인 클래스 A 구성은 단일 트랜지스터를 콜렉터 부하와 함께 구성하는 것으로 그림 1(a)에 나온 것 처럼 저항을 사용하는 것이며  실용적인 해법처럼 보인다. 하지만 전력 변환 효율은 약 12% 정도다. 그림 1(b)에 나오는 것처엄 초크를 사용하면  효율은 증가하지만 가격이 비싸지며 초크의 부피도 커져서 트랜스를 사용하지 않는 설계의 장점이 없어진다.  비슷한 트랜지스터를 콜렉터부하로 사용하는 방법이 그림 1(c)에 나오는데 크기와 가격면에서 편리하며 푸시풀처럼 두번째 트랜지스터를 적당히 반대의 위상으로 구동하여 효율적인 콜렉터 부하로 사용할 수 있다.
이 구성은 트랜지스터를 그림2처럼 구성하여 얻을 수 있다. 

The basic class A construction consists of a single transistor with a suitable collector load. the use of a resistor, as in Fig 1(a), would be a practical solution, but the best power-conversion efficiency would be about 12%. An l.F. choke, as shown in Fig1(b), would give much better efficiency, but a properly designed component would be bulky and expensive, and remove many of the advantages of a transformerless design. The use of a second, similar, transistor as a collector load, as shown in Fig 1(c), would be more convenient in terms of size and cost, and would allow the load to be driven effectively in push-pull if the inputs of the two transistors were of suitable magnitude and opposite in phase. This requirement can be achieved if the driver transistor is connected as shown in Fig. 2.








이 방법으로 연결하는 것은 낮은 왜율 앰프의 가장 중요한 요구사항을 만족시키는 것이다. 그것은 앰프의 근본적인 선형성이 좋아야 한다는 것이며 피드백이 없을 때에도 선형성은 좋아야 한다. 여러 가지 요인이 영향을 미친다. 출력 트랜지스터의 Ic/Vb 비선형성이 없어진다. 한 트랜지스터가 거의 컷오프 상태에 들어갈 때 다른 트랜지스터는 거의 완전히 온 상태에 들어간다. Tr1, Tr2, Tr3에서는 피드백 루프가 만들어지는 방법이 있다.  Tr1 의 베이스 임피던스 특성이 Tr3의 출력 전류에 영향을 미치기 때문이다. 또한 드라이버 트랜지스터 Tr3 (커다란 전압스윙을 가져야 하는데 )은 낮은 하모닉 디스토션에 유리한 조건에서 동작한다. 낮은 출력임피던스와 높은 입력 임피던스다. 이런 구조의 출력단을 갖는 실제회로가 그림3 이다. 

This method of connection also meets one of the most important requirements of a low distortion amplifier :- that the basic linearity of the amplifier should be good, even in the absence of feedback. Several factors contribute to this. There is the tendency of the Ic / Vb non-linearity of the characteristics of the output transistors to cancel, because during the part of the cycle in which one transistor is approaching cut-off the other is turned full on. There is a measure of internal feedback around the loop Tr1 Tr2 Tr3 because of the effect which the base impedance characteristics of Tr1 have on the output current of Tr3. Also, the driver transistor Tr3, which has to deliver a large voltage swing, is operated under conditions which favour low harmonic distortion :- low output load impedance, high input impedance. A practical power amplifier circuit using this type of output stage is shown in Fig. 3.

ESP 사운드의 로드엘리엇은 Tr1의 에미터에 0.1 옴 정도를 달아 전류 피드백을 거는 제안을 하고 있다. 디스토션이 많이 준다는 것이다. 0.1옴은 5와트 이상의 wire wound 저항이다. 





이 회로의 오픈루프 게인은 전형적인 트랜지스터에서 약 600 배정도다.  클로즈드 루프게인은 C3의 임피던스가 R4 에 비해 충분히 낮은 경우 (R3 +R4)/R4 로 정해진다. 그림 3에 나온 값을 따른다면 13이며 피드백 팩터로는 160 밀리 옴에 해당한다. DC에서 이 앰프의 게인은 1이 된다. 왜냐면 C3가 포함된 피드백 루프에서 출력전압 Ve는 Tr4의 베이스 전압에 Tr4의 에미터 전압을 ,   R3에서 일어난 전압강하값을 더한 값과 같기 때문이다. 출력 트랜지스터 Tr1은 Ve를 이 정도 전압까지 끌어 내리기 위해 전류가 필요하며 R1과 R2는 Tr2의 콜렉터 전류를 조절하며 앰프의 정적상태의 전류를 정하는데 사용할 수 있다.  또한 R6과 R5를 조절하여 Ve 값은 원하는 값으로 정할 수 있다.  최적의 성능은 공급전압의 반에 해당하는 값이다. (0.5볼트나 대략 그 정도의 전압정도는 최고출력에 약간의 영향을 미친다, 다른 특성에도 영향은 별로 없다. 이 값이 아주 정확할 필요는 없다.  )


The open loop gain of the circuit is approximately 600 with typical transistors. The closed loop gain is determined, at frequencies high enough for the impedance of C3 to be small in comparison to R4, by the ratio (R3 +R4)/R4. With the values indicated in Fig. 3, this is 13. This gives a feedback factor of about 160 milliohms.
Since the circuit has unity gain at D.C., because of the inclusion of C3 in the feedback loop, the output voltage Ve, is held at the same potential as the base of Tr4 plus the base emitter potential of Tr4 and the potential drop along R3 due to the emitter current of this transistor. Since the output transistor Tr1 will turn on as much current as is necessary to pull Ve down to this value, The resistor R2, which together with R1 controls the collector current of Tr2, can be used to set the static current of the amplifier output stages. It will also be apparent that Ve can be set to any desired value by small adjustments to R5 and R6. The optimum performance will be obtained when this is equal to half the supply voltage. (half a volt or so either way will make only a small difference to the maximum output power obtainable, and to the other characteristics of this amplifier, so there is no need for great precision in setting this.)


사용되는 실리콘 플래너 트랜지스터가  열안정성이 뛰어나고 노이즈 레벨도 적다.  완벽한 대칭성이 필요하지 않으므로 출력단은  실리콘 npn 트랜지스터로 충분하며 성능도 좋고 가격도 저렴하다.  출력부의 성능은 약 10 와트 정도로 윌리엄슨 앰프의 기준을 충분히 충족시킨다. 출력과 게인/주파수 그래프를 그림 4와 5에 보이고 있다. 출력과 전체 하모닉 디스토션의 관계가 그림 6에 보인다. 이 앰프는 그야말로 클래스 A 회로이기 때문에 디스토션은 출력전압에 대해 선형적으로 감소한다. (클래스 B 시스템에서는 상당한 양의 크로스오버 디스토션이 증가하는 경우 반드시 이렇게 되지는 않는다.)  0.05% 정도의 디스토션 요소들을 검사하는 것은 어려운 일이지만 클립핑이 일어나는 지점 이하의  디스토션은 주로 2배수 하모닉이다. 

Silicon planar transistors are used throughout, and this gives good thermal stability and a low noise level. Also, since there is no requirement for complementary symmetry, all the power stages can use n-p-n transistors which offer, in silicon, the best performance and lowest cost. The overall performance at an output level of 10 watts, or at any lower level, more than meets the standards laid down by Williamson. The power output and gain/frequency graphs are shown in Figs. 4 and 5, and the relationship between output power and total harmonic distortion is shown in Fig. 6. Since the amplifier is a straight-forward class A circuit, the distortion decreases linearly with output voltage. (This would not necessarily be the case in a class B system if any significant amount of cross- over distortion was present.) The analysis of distortion components at levels of order of 0.05% is difficult, but it appears that the residual distortion below the level at which clipping begins is predominantly second harmonic.

실리콘 플래나 NPN트랜지스터는 일반적으로 고주파 특성이 뛰어나서 리액티브 부하에 대한 우수한 안정성을 부여한다. 저자는 L 과 C 의 조합으로 시스템이 불안해지는 것을 발견하지 못했다. 그러나 만약 R3이 작은 캐패시터에 의해 션트되어 고주파에서 롤 오프되면 인덕티브(유도)부하에서 쉽게 발진할 수 있다.  


Silicon planar NPN transistors have in general, excellent high frequency characteristics, and these contribute to the very good stability of the amplifier with reactive loads. The author has not yet found a combination of L and C which makes the system unstable, although the system will readily become oscillatory with an inductive load if R3 is shunted by a small capacitor to cause roll-off at high frequencies.


그림 3에 보인 회로는 3-15 오옴에 이르는 부하 임피던스를 극히 작은 변경만으로 구동할 수 있다. 선정된 출력은 각각의 전류/전압의 관계 , 출력트랜지스터의 전류 그리고 출력전압의 스윙을 보이고 있다. 이들은 모두 다르기 때문이다. 피크 전압 스윙과 평균 출력 전류는 간단한 관계 W=I2R 과 V=IR 에 의해 산정할 수 있다. (반드시 기억해야 할 것은 출력은 전압과 전류의 RMS 값으로 계산한다는 것이다. 이들은 피크값을 계산하기 위해 1.41배를 곱해주어야 한다. 그리고 전압 스윙은 피크-피크(첨두값)으로 이것은 피크값의 두배가 된다.)

  


The circuit shown in Fig. 3 may be used, with very little modification to the component values, to drive load impedances in the range 3-15 ohms. However, the chosen output power is represented by a different current/voltage relationship in each case, and the current through the output transistors and the output voltage swing will therefore be different. The peak-voltage swing and mean output current can be calculated quite simply from the well-known relationship W=I2R and V=IR, where the symbols have their customary significance. (it should be remembered, however, that the calculation of output power is based on RMS values of current and voltage, that these must be multiplied by 1.41 to obtain peak values, and that the voltage swing measured is the peak to peak voltage, which is twice the peak value.)



  

 








이 계산들에 의하면 16오옴 로드에 10와트를 만들기 위한 피크-피크 갑슨 34.8 볼트이다. 트랜지스터의 최하 전압이 0.6 볼트이므로 전원은 최하 36볼트를 공급할 수 있어야 gkse. 8 오옴과 3오옴의 부하에서는 27볼트와 17볼트가 필요하다. 그리고 필요한 최저전류는 각각 0.9, 1.2 , 2.0 암페어다. 이들을 테이블 1에 정리했다. C1과 C3은 낮은 주파수에서의 전압과 전원의 롤 오프를 결정하며 그림 4와 5에 나온 값보다 커야 한다.


When these calculations have been made, the peak-to-peak voltage swing for 10 watts power into a 15-Ohm load is found to be 34.8 volts. Since the two output transistors bottom at about 0.

6 volts each, the power supply must provide a minimum of 36 volts in order to su

pply this output. For loads of 8 and 3 ohms, the minimum h.t. line voltage must be 27V and 17V respectively. The necessary minimum currents are 0.9, 1.2 and 2.0 amps. Suggested component values for operation with these load impedances are shown in table 1. C3 and C1 together influence the voltage and power roll-off at low audio frequency performance is desired than that shown in figs. 4 and 5.






공급전압과 출력 전류는 트랜지스터마다 17 와트 정도의 전력소모를 일으키고 부품의 수명을 위해 고온에서 동작하는 것은 좋지 않으니 트랜지스터마다 적절한 방열판을 붙여야 한다,\.   125mm by 100mm (5" by 4") 의 면적에 핀이 붙은 방열판을 트랜지스터마다 붙이는 것을 주장한다. 이것은 어쩔 수 없는 클래스 A가 치러야 하는 대가이다. 30V 가 넘는 공급전압에는 Tr1 과 Tr2 는 Mj481을 Tr3 은 2n1613을 사용해야 한다.



Since the supply voltages and output currents involved lead to dissipation in the order of 17 watts in each output transistor, and since it is undesirable (for component longevity) to permit high operating temperatures, adequate heat sink area must be provided for each transistor. A pair of separately mounted 125mm by 100mm (5" by 4") finned heatsinks is suggested. This is, unfortunately, the penalty which must be paid for class A operation. For supplies above 30V Tr1 and Tr2 should be Mj481s and Tr3 a 2n1613.


만약 프리앰프의 출력임피던스가 수 킬로옴을 넘어간다면 앰프의 입력단은 그림 8처럼 소스 폴로워 방식의 간단한 FET 로 개조할 수 있다. 전체 하모닉 디스토션이 약 0.12 % 정도 증가하므로 좋은 프리앰프를 쓰는 것보다는 덜 매력적인 해결책이다,


If the output impedance of the preamplifier is more than a few thousand ohms, the input stage of the amplifier modified to include a simple f.e.t. source follower circuit shown in fig 8. This increases the harmonic distortion to about 0.12%, and is therefore (theoretically) a less attractive solution than a better pre- amplifier.


만약 높은 주파수의 롤오프가 생긴다면 FET의 게이트와 접지사이에 작은 캐패시터를 연결해 주어야 한다.

A high frequency roll-off can be obtained, if necessary by connecting a small capacitor between the gate of the f.e.t and the negative (earthy) line.


적당한 트랜지스터들 

Suitable transistors


사용하는 트랜지스터들에 따라 회로에서 어떤 차이가 나는 가를 결정하는 실험들을 했다. 예상대로 게인이 높은 트랜지스터에 출력단을 매치해서 사용하면 최고의 성능이 나온다.  드라이버단의 2N697 / 2N1613 에 대해서는 적절한 대체물이 알려진바 없으나 비슷한 타입의 각기 다른 회사의 제품들이 명백하게 동일한 결과를 보였다.  입력 트랜지스터에는 비슷한 규격을 사용하면 차이가 거의 없는 결과를 보였다. Texas Instuments 2N4058은 Motorola 2N3906 와 완벽하게 교체가능하다.


Some experiments were made to determine the extent to which the circuit performance was influenced by the type and current gain of the transistors used. As expected the best performance was obtained when high-gain transistors were used, and when the output stage used a matched pair. No adequate substitution is known for t

he 2N697 / 2N1613 type used in the driver stage, but examples of this transistor type from three different manufacturers where used with apparently identical results. Similarly, the use of alternative types of input transistor produced no apparent performance change, and the Texas Instuments 2N4058 is fully interchangeable with the Motorola 2N3906 used in the prototype.


가장 주목할만한 성능의 차이를 만드는 부분은 출력단 트랜지스터 페어의 전류 게인 특성이다. 가장 적은 디스토션을 원한다면 공급전원의 1/2에서 .25 볼트 이내의 값으로 조절해야 한다. 


The most noteworthy performance changes were found in the current gain characteristics of the output transistor pair, and for the lowest possible distortion with any pair, the voltage at the point from the loudspeaker is fed should be adjusted so that it is within 0.25 volt of half the supply line potential.


실험에 사용한 트랜지스터는 Motorola MJ480/481다 (Texas 2S034를 예외적으로 시도한 적이 있지만 ) 중요한 결론은 트랜지스터의 타입이 중요한 것이 아니라 출력 트랜지스터의 전류게인의 차이가 중요한 것이라는 점이다. 만약 차이가 나는 트랜지스터를 써야 한다면 게인이 높은 것을 Tr1의 위치에 써야 한다. 


The transistors used in these experiments were Motorola MJ480/481, with one exception, in which Texas 2S034 devices were tried. The main conclusion which can be drawn from this is that the type of transistor used may not be very important, but that if there are differences in the current gains of the output transistors, it is necessary that the device with the higher gain shall be used in the position Tr1.



파형의 클리핑이 일어나기전에 디스토션 성분이 나온다면 이들은 거의 2배수의 하모닉이 나타나기 때문이다. 


When the distortion components were found prior to the onset of waveform clipping, these were almost wholly due to the presence of second harmonics.


제작노트 
앰프

Constructional notes
Amplifier

10 + 10 와트 스테레오 앰프의 제작에 필요한 부품들은 'Lektrokit' 이라고 부르는 4 * 4.75 인치의 만능기판에 간편하게 조립할 수 있다. 네 개의 파워 트랜지스터는 외부의 방열판에 붙인다. 특별히 명시하지 않는 한 부품의 값들은 아주 정확할 필요는 없으묘 10% 정도의 오차를 갖는 저항은 아무런 나쁜 효과도 가져오지 않는다.  최소의 잡음레벨은 좋은 부품에서 오며 저항은 카본 필름이나 메탈 옥사이드 저항이 좋다. 

(요즘은 메탈필름 저항이 좋으며 1% 정도의 오차를 갖는다.  카본필름 저항보다 좋다. )


The components necessary for a 10 + 10 watt stereo amplifier pair can be conveniently be assembled on a standard 'Lektrokit' 4" X 4.75" s.r.b.p. pin board, with the four power transistors mounted on external heat sinks. Except where noted the values of components do not appear to be particularly critical, and 10% 
tolerance resistors can certainly be used without ill effect. The lowest noise levels will however be obtained with good quality components, and with carbon-film or metal-oxide resistors.

전원부 :

린즐리후드가  제안한 전원은  capacitance multiplier 라고 부르는 종류다. 
여기에 대해서는 별다른 중요성이 없지만 관심이 있는 사람들은 http://www.tcaas.btinternet.co.uk/index-1.htm 에 있는 글을 읽는 것을 권한다.  다른 문헌은 로드엘리엇의 글(http://sound.westhost.com/project15.htm)을 읽는 것도 좋은 출발점이 될 것이다. 



- 완역본은 아니지만 원본의 대강은 이 정도면 충분히 파악할 수 있다. 1969년 진공관에서 트랜지스터로 넘어가던 시절 잡지에 발표하기를 조금 주저하던 린즐리 후드는 이 글로 오디오구루가 된 자신을 발견했다고 한다. 그 후에도 많은 글들을 썼으나 이글이 가장 결정적이다. 


참고로 클래스 A 앰프의 개략적인 구성은 D.Self의 교과서에 따르면 다음과 같은 몇개의 구성밖에는 없다.

그림 D를 제외하면 위상 반전을 하는 tr1의 존재는 아주 특이한 것이다.





로드 엘리엇은 이 글을 소개하면서 린즐리 후드를 이렇게 소개했다,

The Author


저자 

John L Linsley-Hood는 왕성한 활동을 하는 앰프 디자인의 저자이며  Electronics World (과거의 Wireless World)잡지에 여전히 새로운 아이디어와 회로들을 삳고 있다.  고성능 오디오 앰프에 미친 그의 영향은 상당하며 요즘도 계속 이어지고 있다. 이것은 내가 그의 아이디어나 이론을 흠모하거나 동의 하는 것을 의미하는 것은 아니지만 적어도 린즐리후드는 자신이 생각하는 것을 주장하는 용기가 있는 사람이다. 물론 잡지사 역시 그것을 출판해줄 용기가 있다.


John L Linsley-Hood is a prolific author of amplifier designs, and still presents new ideas and circuits in the UK magazine Electronics World (formerly Wireless World). His influence on the design of quality audio amplifers has been considerable, and continues to this day. This is not to say that I agree with or endorse all his ideas or theories, but at least he has the guts to say what he thinks, and the magazine has the guts to print it, too.


역주)  존 리즐리 후드는 2004년 타계했는데 위키피디어에는 다음과 같이 소개하고 있다.

John Linsley Hood was an electronics designer who is best remembered for his "Simple Class A Amplifier", which he designed to provide a good-quality performance comparable with that of the classic Williamson amplifier.

The design was published in Wireless World in 1969 (April 1969 issue, p. 148), and later updated in 1996.

He wrote for a number of magazines and published a number of books including

  • The Art of Linear Electronics (Oxford, Butterworth-Heinemann, 1993);
  • Audio Electronics (Oxford, Newnes, 1995); and
  • Valve and Transistor Audio Amplifiers (Oxford, Newnes, 1997).

He was born in 1925, and died on 11 March 2004.

John Laurence Linsley-Hood, born 1925,was educated at Reading School,Acton Polytechnic,the Royal Technical College(Glasgow)and after war,at Reading University.In 1942 he joined the G.E.C.Research Laboratries at Wembley,working on magnetron development as junior member of a team. In 1943 he joined the R.A.F in aircrew but was transferred to work on Radar. He subsequently worked with T.R.E.(Malvern)overseas. After a return to university he joined the Windscale Research Laboratories of the Atomic Energy Authority He has been in charge of the electronics team in the research Laboratories of British Cellophane Ltd.since 1954.




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